作为并网型光伏系统能量控制和转换核心的光伏并网逆变器将太阳能电池组件输出的直流电转化为符合并网要求的交流电，并将其接入公共电网。其具体的电路拓扑结构众多，按照输入侧电源性质的要求，可分为电压源型逆变器和电流源型逆变器，结构如图1-13所示。

电压源型逆变器直流侧为电压源，或并联有大电容相当于电压源，直流侧电压基本无脉动；而电流型逆变器直流侧串联大电感，相当于电流源，直流侧电流基本无脉动，但此大电感会导致系统动态响应差，为此目前全球范围上主流的并网逆变器多采用电压源型逆变器，这里也就电压源型逆变器进行讨论。

根据有无隔离变压，光伏逆变器可分为隔离型和非隔离型，具体分类间表1-1。

表1-1 光伏并网逆变器分类

以下主要以此分类讨论不同机构的基本工作方式。

1. 隔离型光伏并网逆变器

在隔离型光伏变网逆变器中，根据隔离变压器的工作频率，将其分为工频隔离型和高频隔离型两类。

（1）工频隔离型并网逆变器结构

公平隔离型是在光伏逆变器中最常用的结构，也是最早发展和应用市场最广的光伏逆变结构，如图1-14所示，采用了一级DC-AC主电路，该电路结构将光伏阵列输出的直流电，经工频或高频逆变器转化成50赫兹的交流电能。

再经工频变压器以及输入输出滤波器最终输入电网。该电路结构简洁，光伏阵列的直流输入电压的匹配范围广，且具有双向功率流、单相功率变换（DC-LFAC）、变换效率高和体积大、质量大、音频造成大的特点。

由于变压器的隔离作用，一方面能够保证不会向电网注入直流侧分量，有效防止配电变压器的饱和以及对公共电网的污染；另一方面可以有效地防止当人接触到光伏侧电路时，公共电网通过电路桥壁对人体造成伤害，提高了系统的安全性。

工频隔离并网逆变器可由方波、阶梯波合成、脉宽调制等逆变器来实现，其拓扑图包括推免式、推免正激式、半桥式，全桥式等电路，如图1-15所示。

工频隔离型光伏并网逆变器是目前市场上使用较多的光伏逆变器类型，随着并网逆变器技术的发展，在保留工频逆变器的基础上，为解决其体积及质量大和噪声大的问题，高频并网逆变器应运而生。

（2）高频隔离型并网逆变器结构

高频光伏并网逆变器电路中采用了高频的变压器，其体积和质量小，噪声低，克服了工频变压器的主要缺点，电路结构如图1-16所示。

太阳能阵列输出直流电由高频变压器转化为高频电压，经高频变压器隔离、转换、电压比调整，再经过高频交流到低频交流的变换，将传输的低频电流电传送到电网中。其中高频交流到低频交流的变换，可以是高频整流器和极性反转逆变桥的级联，也可以是周波变换器。

高频光伏并网逆变器的拓扑族包括推免式、推免正激式、半桥式和全桥式、单管正激式、并联交错单管正激式、双管正激式、并联交错双管正激式等。以全桥式电路为例分析光伏高频隔离式并网逆变器的工作原理，如图1-17所示。

高频逆变器采用电力晶体管V1~V4，其缓冲电容为C1~C4，极性反转逆变桥采用晶闸管VT1~VT4构成的电网环流逆变器。通过对占空比D=ton/T的控制，就可以控制滤波电感电流IL。

电路的工作过程为：设电路已经进入稳定的工作状态，当功率开关V2、V3导通时，电感Ilf增加，增加斜率为（UiN2/N1-uo）/Lf，由于变压器漏感L1+L2<Lf，忽略不计；当Ilf上升到限定值时，功率开关V2关断，V4导通；

电流Ilf流过整流侧四个电力二极管续流，以斜率UO/Lf下降，变压器愿边漏电流通过V3、V4（VD4）完成续流；之后功率开关V3关断，变压器原边漏电流VD1、V4（VD4）续流，电源电压Ui施加到变压器一次侧漏感上，漏感电流迅速反向，电流Ilf仍通过全桥整流四个二极管续流；

经过一段时间后，V1开通，V4仍导通，整流桥通过二极管换流，电流Ilf以斜率（UiN2/N1-Uo）/Lf上升。

只要不过多增加逆变器的额定，适当增加变压器的漏感能够确保续流二极管在其功率开关钱导通，因而实现零电压开通；通过功率开关外并缓冲电容C1~C4，可以显著减小功率开关的开损耗，使得逆变桥有很小的开关损耗。

高频并网逆变器控制对象是电感电流Ilf，因此这里采用了电感电流的瞬时值反馈控制，如图1-18所示。

与电网电压同步的基准正弦信号Ir的绝对值信号作为电流基准信号IR1；将电感电流反馈信号ILf与Ir比较，经电流误差放大器后得到的信号Ie与三角载波Ic交截，即可获得高频逆变功率开关，V1~V4的SPWM开关调制信号。

从而得到与电网电压绝对值同步的电感电流ILf；继而调节占空比D，你可获得ILf的稳定与调节。此外，Ir经过两个过零比较器以后，获得极性反转逆变桥为VT1和VT4、VT2和VT3的驱动信号，将滤波电感的能量送入公共电网。

2.非隔离型光伏并网逆变器

非隔离型光伏并网逆变器，省去了笨重的工频变压器。该方式在成本尺寸、成本、重量及效率等方面均占优势，使得这种逆变器结构具有很好的发展前景。

一般而言，非隔离型光伏并网逆变器分为单极型和多极型两种。与隔离型继电器相比，非隔离型逆变器具有体积小、成本低、效率高等优点。

但由于输出与输入之间没有隔离，光伏模块存在一个较大的对地寄生电容，从而导致较大的对地漏电流，此漏电流会严重影响逆变器工作模式，也可能引发安全事故。

（1）单极非隔离型并网逆变器

单极非隔离型并网逆变器，如图1-19所示。只用一级DC-AC变换器就完成了并网功能，其结构简单、所需元器件少、体积小、功耗低稳定性高等优点，使其成为研究热点。

单极闭环计算器，根据输入电压和输出电压的关系，可以分为以下三种结构：Buck逆变器、 Boost逆变器及Buck-Boost逆变器。其中Buck-Boost逆变器市场应用颇为广泛，如图1-20所示Buck-Boost并网光伏逆变器主电路拓扑图。

这种基于Buck-Boost的逆变电路为一个4开关非隔离型半桥逆变器，由两组光伏阵地和Buck-Boost型斩波器组成。由于采用了斩波器，因此不必安装变压器即可适应较宽的光伏阵列输出电压，并满足并网要求。

将其输入端的光伏电源分成两部分，分别为两组Buck-Boost电路供电，两个Buck-Boost电路交替工作，每次工作半个电网电压周期。它消除了在电网正负半周期内工作不对称的缺点。

另外，在每个半周期内，高频工作的开关管只有两个，从而具有开关损耗低，电磁干扰弱和可靠性高等优点。但是该拓扑结构存在着光伏模块利用率低于由直流滤波电容造成的体积增大等不足。

对Buck-Boost逆变器的工作原理分析：假设逆变器处于稳定工作状态，当交流电网处在正半周期时，电力晶体管V2始终导通，V1处于高频工作状态，V1导通时，PV1向L1供电，光伏阵列能量流入L1，电容C与工频电网并联，V1关断时，L1中电流通过VD1、V2和Ls向电网回馈；

当交流电网处在负半周期时，电力晶体管V4始终导通， V3处于高频工作状态， V3导通时，光伏阵列能量流入L2， PV2向L2供电，V3关断时，L2中电流通过VD2、V4和Ls向电网回馈，只是前后极性相反。

（2）多级非隔离型并网逆变器

对于传统的非隔离式光伏并网系统来说，光伏阵列的输出电压应当实时大于电网峰值电压，所以需要由太阳能电池组件的串联来提高阵列的输出电压。

然而由于太阳能的输出能量会由于云层遮蔽等因素，使得光伏阵列输出的电压严重跌落，无法保证阵列的输出电压在任意时刻都大于公共电网侧的电压峰值。而且只通过一级变换很难同时实现最大功率跟踪和并网逆变两个功能。

上述的Buck-Boost逆变电路虽然很好地解决了这一问题，但是两组光伏组件是交替工作的，因此可以采用多级非隔离型光伏并网逆变器来克服这一不足。

通常多级非隔离型光伏并网逆变器的拓扑结构如图1-21所示，包括了前几DC-DC直流到直流变换电路和后级的DC-AC逆变电路。对于DC-DC变换电路来说，Bucck和Boost的转换效率最高。

而由于Bucck斩波电路是降压变换电路无法升压，故要实现阵列输出电压在升压后并入电网，更多的是采用升压变换的Boost电路。从而满足光伏阵列工作在较宽的电压范围内，使直流侧光伏组件的适配更加灵活。

并且通过合适的控制方式，可以使Boost变换电路的输入侧电压波动很小，能够提高最大功率的跟踪精度。又由于Boost电路结构与逆变器的下桥臂共同接地电路的驱动相当简单。

基于Boost多级非隔离型光伏并网逆变器的主电路拓扑如图1-22所示。该电路的后级由全桥逆变电路组成， 前级采用Boost直流－直流变换对光伏系统升压，保证直流电压波动在系统允许范围之内，同时实现MPPT功能。

后期采用PWM调制，使其以单位功率因素进行并网。该电路的前级几电路均已发展成熟，简单可靠，前后级控制分离，大大简化了算法，易于实现。

分析其工作原理：对于前级Boost，直流－直流转换电路来说，令全控器件V的开关周期为Ts，占空比为D。电力晶体管V导通时段为ton，即小于0<t<DTs，此时，二极管VD反偏截止，光伏阵列的直流电压Ud输出给电感Lb储能，电容C向后级电路供电；

当V处在关断时段toff，即DTs<t<Ts时，二极管VD导通，电感Lb和光伏阵列共同向后级供电，同时给电容C充电，电压为Uo。考虑到电感Lb在周期内电流平衡，有：

D为介于0和1之间的数字 ，则变换器的输出电压Uo大于前级阵列输出电压Ud，从而完成了升压变换功能。

后级的全桥逆变电路通过载波反相电极性倍频的PWM调制方式，所谓载波反相调制方式，就是采用两个相位相反而幅值相等的载波与同一调制波相比较的PWM调制方式。通过两桥臂的载波返相单极性倍频调制，使得各桥臂的输出电压具有瞬时相移的二电平SPWM波。

而单相桥式电路的输出电压为两桥臂支路输出电压差。显然两个具有瞬时相移的二电平SPWM波相减，就可以得到一个三电平的SPWM波。而该三电瓶SPWM波的脉冲数比同载波频率的双极性调制SPWM波和单极性调制SPWM波的脉冲数增加一倍。

载波反向单极性倍频的PWM调制方式可以减少开关损耗。又能够在开关损耗一定的情况下，使得输出的SPWM波脉动频率是常规单极性方式的两倍。这样电路输出的等效开关频率增加一倍，且与双极性调制相比，单极性倍频调制方式，具有较小的谐波分量。

对于单相桥式电压型逆变电路来说，单极性倍频调制方式性能更优。